(Erklärt am Prototyp einer triodengekoppelten RIAA Vorstufe.)
english
Hallo, ich möchte Euch eine neue Schaltungstechnik für Röhrenverstärker näher bringen. Bisher haben die Transistortechniker uns gegenüber einen entscheidenden Vorteil, die Komplementäre Schaltungstechnik.
Komplementäre Stromspiegel machen es möglich, gleichstromgekoppelte Verstärker zu bauen bei denen keine Potentialverschiebung zwischen Eingang und Ausgang auftritt. Dabei kann auf Koppelelemente wie Übertrager, Kondensatoren, Widerstände oder gar VDRs (z.B. Glimmlampen) gänzlich (!) verzichtet werden.
Ein elementares Bauteil, der Operationsverstärker, beruht auf eben dieser Schaltungstechnik. Ein guter Schaltungstechniker weiss die Vorzüge der Komplementären Schaltungstechnik zu nutzen. Und ein gutes Transistor Schaltungsdesign erkennt man an der ausgewogenen Anzahl von NPN und PNP Transistoren.
Jeder Schaltungstechniker kann sich ausmalen, welch grosse Designeinschränkung es mit sich bringt, dürfte man nur NPN oder nur PNP Typen verwenden. Bei Röhrenschaltungen ist das leider so, es gibt gewissermassen nur "NPN-Röhren". Das schränkt uns Röhrentechniker in der Designfreiheit wirklich sehr stark ein. Das schaltungstechnische Niveau der Röhrenverstärker heute gleicht dem der Transistorschaltungen aus der Anfangszeit, als es noch keine Komplementärtypen gab. Nicht wenige Techniker versuchen daher mit Hybridschaltungen, d.h. mit zusätzlichen Transistoren in der Röhrenschaltung, mehr zu erreichen. Eine besondere Eigenschaft von Trioden (!) ermöglicht es uns, dieses unbequeme schaltungstechnische Korsett abzulegen und in eine neue Welt des Röhrenverstärkerdesigns einzusteigen.
Auf der Suche nach einem DC- gekoppelten Röhrenverstärker bin ich auf diese Idee gekommen;
Die Schaltungstechnik selbst habe ich international dort vorgestellt. Einen praktisch ausgeführten RIAA Tonabnehmerverstärker findet Ihr da in allen Einzelheiten.
Bevor ich nun die Schaltung dieser RIAA 2007 erkläre, muss ich noch einige Grundlagen erläutern, die zum Verständnis der Schaltung unbedingt erforderlich sind. Allgemein bekannt sind die drei Grundschaltungen Katodenbasis, Gitterbasis und Anodenbasis= Katodenfolger.
Mit Trioden ist noch eine vierte Grundschaltung möglich. Bei dieser Grundschaltung ist die Anode der Eingang und die Katode der Ausgang.
Sie ermöglicht eine Vielzahl neuer Schaltungen. Eine davon ist die RIAA- Triode (Triodenkopplung), die hier erstmals praktische Anwendung findet. Doch zunächst zurück zu den bekannten Grundschaltungen die, bei Trioden angewandt, auch noch einige Besonderheiten aufweisen.
Katodenfolger: Im Bild sind diverse Katodenfolger aufgezeichnet.
Bei dem Folger mit Triode fällt auf, dass selbst ohne Last und mit Stromquelle die Verstärkung immer kleiner 1 ist. Genauer gesagt verringert sich die Verstärkung um den Anteil der Eingangsspannung multipliziert mit dem Durchgriff. Will man diesen Verlust klein halten, muss eine Röhre mit geringem Durchgriff, also hohem µ verwendet werden. Jede Stromänderung im Katodenfolger bringt Steilheitsverzerrungen mit sich. Diese treten nicht auf, wenn sich der Strom in der Röhre nicht ändert. Also der Katodenfolger ausgangsseitig im Leerlaufarbeitet.
Katodenbasis und Gitterbasis- Schaltung: Auch hier arbeitet die Triode dann ohne Steilheitsverzerrungen, wenn sich ihr Strom nicht ändert. Dieser Aspekt findet heute leider nur noch wenig Beachtung. Deshalb möchte ich hier darauf etwas ausführlicher eingehen.
Wenn ich ältere mit neueren Schaltungen vergleiche fällt mir auf, dass heute Trioden mit einem wesentlich höheren Ruhestrom als früher gefahren werden. Man versucht dadurch auf einen möglichst geraden Teil der Steuerkennlinie zu kommen. Reste der verbleibenden Steilheitsverzerrungen werden mit einer Gegenkopplung minimiert. Dies stellt natürlich besondere Anforderungen an die Triode, welche von einer typischen Niederfrequenzröhre wie z.B. der ECC83 nur noch schlecht erfüllt werden; wohl aber von HF- Röhren die nun vielfach in Niederfrequenzverstärkern eingesetzt werden (z.B.ECC85).
Nun muss man bei Trioden diesen Weg nicht einschlagen. Die Triode macht keine Steilheitsverzerrungen wenn man darauf achtet, dass sich ihr Strom nicht ändert; anders gesagt man die Triode im Leerlauf, also mit µ- facher Verstärkung arbeiten lässt. Bedingung dafür ist, dass der Innenwiderstand der Triode sehr viel kleiner als der Aussenwiderstand ist. Bei Röhren mit niedrigem µ z.B. ECC82 µ=17 lässt sich das leicht erreichen, bei einer ECC 83 µ=100 muss man sich schon einige Gedanken dazu machen.
Denkbar wäre, unter Einhaltung der Spannungsverhältnisse, viele Trioden parallel zu schalten. Dann wird sich die Verstärkung bis zum µ- fachen erhöhen und die Steilheitsverzerrungen gehen dabei zu Null. Andersherum ist es aber auch möglich, und so kann man es auch machen, den Aussenwiderstand zu erhöhen und gleichzeitig den Ruhestrom zu verringern. Unter Beibehaltung der Spannungsverhältnisse wird so dasselbe erreicht.
Das dies so ist, beweist z.B. die Tabelle auf S.144 im Valvo Handbuch 1962-63.
Betriebsspannung 250V, Ausgangsspannung 6V effektiv, AC-Last = 3xRa
Ra=47K Ia=1,95mA Betrag der Spannungsverstärkung=36 fach K=5,6%
Ra=100K Ia=1,23mA Betrag der Spannungsverstärkung=48 fach K=5,1%
Ra=220K Ia=0,67mA Betrag der Spannungsverstärkung=57 fach K=4,4%
Natürlich sind diese Werte nicht befriedigend, man ist ja auch weit von der µ -fachen Spannungsverstärkung entfernt. Es zwingt uns aber auch niemand an der Anode die halbe Betriebsspannung abfallen zu lassen, wenn die Signalspannung viel kleiner als diese ist. Es ist dann möglich den Arbeitswiderstand weiter zu erhöhen und so die Spannungsverstärkung sowie die Linearität weiter zu steigern. Dann kommt man ohne Gegenkopplung aus. Man gibt so der Triode die Möglichkeit sich selbst, durch ihr eigenes elektrisches Feld, zu linearisieren.
Die RIAA 2007 habe ich schaltungstechnisch in jeder Hinsicht so konstruiert, dass den Trioden eine Selbstlinearisierung ermöglicht wird.
Soviel ersteinmal zu den drei bekannten Grundschaltungen. Bei der vierten Grundschaltung ist die Anode der Eingang und die Katode der Ausgang. Für diese Grundschaltung gibt es wiederum verschiedene Betriebsarten (Modi), die eine Reihe neuer Schaltungsdesigns erlauben.
Zunächst eine kleinsignalmässige Betrachtung dieser Modi:
Kleinsignalmässig kann das Gitter an Masse liegen. Dann wird die Eingangswechselspannung an der Anode durch den Faktor µ geteilt an der Katode erscheinen. Auch der Eingangswiderstand wird um den Faktor µ geteilt.
Dieser Modus wird deshalb triode transformer mode genannt.
Bitte die Randbedingungen zu beachten: Der Wechselstromlastwiderstand an der Katode soll sehr viel hochohmiger, als der Kehrwert der Trioden- Steilheit sein. Auch hier gilt: Ohne nennenswerte Anodenstromänderung gibt es keine nennenswerten Verzerrungen. Der Ri der Triode hat bei Einhaltung der Randbedingungen keinen merklichen Einfluss mehr. In diesem Modus kann die Triode beispielsweise zum niederohmigen Auskoppeln verwendet werden.
Wenn das Gitter kleinsignalmässig an der Katode liegt, findet keine Transformation mehr statt. In dieser Betriebsart diode mode genannt,
wird die Eingangsspannung von der Anode zur Katode durchgereicht. In diesem Diodenmodus liegt aber im vergleich zum Transformationsmodus der gesammte Innenwiderstand der Triode in Reihe zum Eingangssignal. Dies ist Schaltungstechnisch zu berücksichtigen. In diesem Modus kann ein Signal ohne Verstärkungsverlust gekoppelt werden. In der STC Anordnung beispielsweise arbeitet die STC Triode, für das Gegenkopplungssignal (!) von der Anode zum Gitter der Tetrode (Fig.1-1), im Diodenmodus.
Der vari µ mode [sprich: varimümode]
ermöglicht alle Teilungsverhältnisse zwischen 1 und µ. Dieser Modus wird unter Anderem in der Ansteuerung von Seriengegentaktendstufen Anwendung finden.
Im filter mode
lässt sich eine Übertragungsfunktion einstellen. Dieser Modus wird auch bei der RIAA Koppeltriode verwendet. Dazu später mehr.
Grossignalmässig ist die vierte Grundschaltung dadurch gekennzeichnet, dass ein Anodenstrom einen beliebig über das Gitter einstellbaren Gleichspannungsabfall zwischen Anode und Katode hervorruft. So lässt sich beispielsweise der Potentialunterschied zwischen zwei zu koppelnden Stufen mit einer Triode überbrücken. Trioden in dieser Betriebsart werden als Koppeltrioden bezeichnet. Sie ermöglichen es uns erstmals gleichspannungsgekoppelte Röhrenverstärker zu bauen bei denen keine Potentialverschiebung stattfindet. Spannungsteiler mit Stabis etc. oder cascadierte Spannungsversorgungen sind damit nicht mehr nötig. In der Transistortechnik wird diese Gleichspannungskopplung mit der komplementären Schaltungstechnik in Form von Stromspiegeln gelöst.
Nach reiflicher Überlegung habe ich mich, bei der RIAA 2007, für eine passive RIAA in zwei Stufen entschieden.
Soll die Verstärkung bei 1KHz 50dB betragen dann müssen die Verstärkerstufen, ohne Entzerrung, 70dB verstärken. Die beiden Verstärkerstufen müssen dann je 35dB liefern, das ist mit je einer halben ECC83 zu machen. Das erste RIAA Filter sorgt für eine Abschwächung der Frequenzen oberhalb von 50Hz, jedoch um maximal 20dB. Hinter dem ersten RIAA Filter erfahren die, vom Filter um 20dB geschwächten, Signalanteile immer noch eine Verstärkung von 15dB. Damit wird sichergestellt, dass der Pegel am Eingang der zweiten Verstärkerstufe wesentlich höher ist als der Eingangspegel. Die Deemphasis ist hinter der letzten Verstärkerstufe angeordnet und erfasst so alle Verstärkerstufen. Somit ist hier nur die Eingangsstufe für das Eigenrauschen des RIAA Tonabnehmerverstärkers massgeblich.
Jede Verstärkerstufe besteht aus einem asymmetrischen Katodenfolgerverstärker.
Diesen habe ich so dimensioniert, dass die Trioden selbstlinearisierend arbeiten. Da diese Schaltung unbekannt ist, will ich ein paar Worte dazu schreiben. Der asymmetrische Katodenfolgerverstärker ist schaltungstechnisch ein Differenzverstärker. Hier treibt ein Katodenfolger =Anodenbasisschaltung (V1,V5) einen Gitterbasisverstärker (V2,V6).
Der Katodenfolger ist mit einer halben ECC83 µ=100 aufgebaut. Bei 2mA Ruhestrom beträgt der differentielle Ausgangswiderstand rund 400 Ohm. Die negative Betriebsspannung ermöglicht einen Katodenwiderstand (R4,R16) von 22KOhm. Der kleinsignalmässige Eingangswiderstand der Gitterbasisstufe beträgt mindestens 8KOhm. Der Katodenfolger arbeitet also nahezu im Leerlauf. Auch seine Anodenstromänderung bleibt gering weil der Signalspannungsabfall wesentlich kleiner ist als der Gleichspannungsabfall am Katodenwiderstand. Das Eingangssignal wird linear und nahezu ohne Spannungsverlust (µ=100) an die Katode der Gitterbasisstufe geleitet.
Die Gitterbasisstufe ist mit einer halben ECC83 µ=100 aufgebaut. Sie hat einen Arbeitswiderstand von etwa 800K Ohm. Ihre Anodenspannung liegt mit 110V DC unter der halben Betriebsspannung. Der Anodenstrom beträgt ca. 180µA. Diese Arbeitsbedingungen ergeben eine hohe Spannungsverstärkung und ermöglichen der Triode die notwendige Selbstlinearisierung. Der Arbeitswiderstand wird durch eine Triode, in Anodenbasisschaltung ("SRPP"-Anordnung) die hier als Widerstandsmultiplizierer arbeitet, gebildet.
Dabei wird der Katodenwiderstand, an dem die Gitterwechselspannung abfällt, µ-fach zur Anodenseite multipliziert. So bekommt die Triode kleinsignalmässig etwa den µ-fachen Wert ihres Katodenwiderstandes. Bei den durch die Gitterbasisröhre gegebenen Betriebsbedingungen ist es nahezu gleichgültig welchen Durchgriff die Widerstandsmultiplizierer-Triode besitzt. Würde beispielsweise eine ECC83 µ=100 für V3/V7 verwendet dann muss, zur Beibehaltung des Arbeitspunktes von V2/V6, folglich ein kleinerer Wert für den Katodenwiderstand R8/R15 verwendet werden. Letztendlich ändert sich der Widerstandswert, also µ mal Katodenwiderstand, gegenüber der verwendeten ECC82 µ=17 kaum.
Das ist hilfreich, denn am Ausgang des Katodenfolgerverstärkers ist ja die Koppeltriode V4/V8 angeschlossen. Sie muss unter anderem die Potentialverschiebung von 110VDC auf 0VDC bewerkstelligen. Dies ist im vereinfachten Schaltbild links oben zu erkennen. Die obere Triode in der "SRPP" Anordnung V3/V7 muss als Widerstandsmultiplizierer einen hohen Arbeitswiderstand für die untere Triode V2/V6 bilden, gleichzeitig aber den Strom für die untere Triode V2/V6 und die Koppeltriode V4/V8 zusammen liefern. In der oberen Triode fliesst hier ein rund drei mal so hoher Strom wie in der unteren Triode. Es ist also eine Triode mit hoher Stromlieferfähigkeit bei kleiner Anoden- Katodenspannung vorteilhaft. Deshalb habe ich für die obere "SRPP" Triode hier die ECC82 µ=17 verwendet. Die Stromänderung in der oberen Triode ist infolge des konstanten Ruhestroms durch die Koppeltriode nahezu konstant. Dadurch arbeitet die obere Triode sehr linear.
Die Eingangsstufe selbst kann als Operationsverstärker betrachtet werden. Dabei ist das Gitter von V1 der nichtinvertierende Eingang und das Gitter von V2 der invertierende Eingang. Der Ausgang dieses Trioden- Operationsverstärkers liegt an der Katode von V4. Über das Gitter von V4 wird der Offset eingestellt. Nun kann man alle für Operationsverstärker bekannten Schaltungsvarianten anwenden um die gewünschte Übertragungsfunktion zu bekommen.
Die Triode bietet aber noch zusätzliche Möglichkeiten. Dieser Trioden- Operationsverstärker kann nämlich auch ohne Gegenkopplung betrieben werden weil seine maximale Verstärkung durch µ(V2) festgelegt wird. Die gewünschte Übertragungsfunktion lässt sich mit der Koppeltriode V4 auch indirekt einstellen. Bei der RIAA 2007 verwende ich die Koppeltriode im Filter Modus um die RIAA Übertragungsfunktion zu erreichen. Diese Triode nenne ich RIAA Triode. Was mich an dieser Variante, gegenüber Filtern im Signalweg so fasziniert ist, dass der Signalfluss dabei nur über Trioden läuft. Den Siganlfluss habe ich, im einleitenden Schaltbild oben, rot eingezeichnet.
Da keine Koppelkondensatoren oder Übertrager den Frequenzbereich nach unten beschneiden, braucht man hier eine bis in den Infraschallbereich erweiterte Definition der RIAA Kurve. Für diese improved RIAA gibt es dann zwei zusätzliche Bereiche die im Infraschallbereich eingestellt werden müssen. Dazu später mehr.
Das Bild zeigt die Verstärkung als Funktion der Frequenz die ich an der hier vorgestellten RIAA 2007 gemessen habe.
Der Standart RIAA Frequenzgang ist zwischen 20Hz und 20KHz genau definiert. Die RIAA Übertragungsfunktion lässt sich passiv mit zwei hintereinander geschalteten R (C+R)Tiefpässen exakt einstellen. Im Kleinsignalersatzschaltbild unten habe ich die Analogie zwischen einem solchen Tiefpass und einer RIAA Triode aufgezeigt.
Zum Verständnis legt Ihr gedanklich eine sehr niedrige Frequenz an den Eingang. C1 hat dann keine Wirkung mehr und das Signal kann über R1 zum Ausgang gelangen. Bei der RIAA Triode ist das auch so. C6 hat keine Wirkung mehr und das Gitter liegt über R12 an der Katode. Die RIAA Triode ist dann im Diodenmodus und leitet das Signal zum Ausgang durch. Für sehr hohe Frequenzen bildet C1 einen Kurzschluss. Das Signal durchläuft dann den aus R1 und R2 gebildeten Spannungsteiler und wird entsprechend geteilt. Bei der RIAA Triode schliesst C6 das Gitter an Masse und die RIAA Triode arbeitet im Transformationsmodus. Das Signal wird dann durch µ geteilt am Ausgang erscheinen. Punkt 3 in der RIAA Kurve wird durch die Grenzfrequenz des Tiefpasses bestimmt. Punkt 4 durch das Teilungsverhältnis des Spannungsteilers aus R1 und R2. Bei der RIAA Triode, und das gefällt mir besonders gut, bestimmt die Triodeneigenschaft µ die Lage des Punktes 4 auf der RIAA Kurve.
Genau so verhält es sich mit den Punkten 5 und 6 die von der zweiten RIAA Triode festgelegt werden. Punkt 5 wird durch die Grenzfrequenz und Punkt 6 durch µ der zweiten RIAA Triode bestimmt. Prinzipiell verläuft die enhanced RIAA Kurve dann rechts von Punkt 6 horizontal weiter. Praktisch beeinflusst aber die obere Frequenzgrenze der beiden Verstärker den Verlauf im Ultraschallbereich.
Das Kleinsignalersatzschaltbild links zeigt wie eine Koppeltriode mit Tiefpassfunktion und eine Koppeltriode mit Hochpassfunktion, in der RIAA 2007, zu einer Koppeltriode mit Bandpassfunktion verschaltet werden. Grosssignalmässig wird der Koppeltriode im Filter Modus über R11/R22 die Gitterspannung zugeführt. Das sind die Spannungen U_bias_1 und U_bias_2 im Schaltplan.
Mit dieser Spannung wird für jeden der beiden Katodenfolgerverstärker der Gleichspannungsanteil am Ausgang zu Null gebracht. Damit das auch so bleibt, muss der Gleichspannungsanteil überwacht und, falls vorhanden, ausgeregelt werden. Bei der RIAA 2007 integriere ich dazu das Ausgangssignal mit einem R C Integrator. Diesen bilden R9 und C5 bzw. R19 und C11. Die integrierte Ausgangsspannung wird dem invertierenden Eingang des Katodenfolgerverstärkers, wie bei Operationsverstärkern üblich, zugeführt. Das ergibt eine Gleichspannungsgegenkopplung die Gleichanteile wirkungsvoll ausregelt. Bei der RIAA 2007 bestimme ich den Verlauf der RIAA Kurve im Infraschallbereich mit diesen Integratoren. Sie bestimmen die Lage des Punktes 2 auf der improved RIAA Kurve. Punkt 1 ist da wo die Kurve nach links horizontal abknickt.
Der Ausgang der ersten RIAA Stufe liegt an der Katode von RIAA Triode V4. Der Ausgang der zweiten RIAA Stufe liegt an der Katode des Katodenfolgers V10. Entsprechend sind auch die jeweiligen Integratoren angeschlossen.
Das Ausgangssignal des Tonabnehmerverstärkers wird an der Katode von V10 abgenommen. Damit dieser Katodenfolger auch Spannungen von einigen Volt möglichst verzerrungsfrei verarbeiten kann, bekommt er eine 2mA Stromquelle V9 als Last. Um Trioden als Stromquellen nutzen zu können, muss man den Einfluss der Anodenspannung auf das elektrische Feld zwischen Gitter und Katode nach Möglichkeit ausschalten. Das kann man durch ein gegenüber der Katode positives Gitter, bei genügend positiver Anodenspannung, erreichen. Zur Verdeutlichung habe ich die gemessenen Spannungsabfälle an den Widerständen R24, R25 und R26 eingezeichnet.
Der Ausgangswiderstand einer Triode im Filter Modus ist umgekehrt proportional zu ihrer Dämpfung. Aus diesem Grund möchte ich die RIAA Triode an ihrem Katodenausgang im Durchlassbereich möglichst wenig belasten. Der Arbeitswiderstand der RIAA Trioden wird daher gesplittet und von dem anschliessenden Katodenfolger her gebootstrapt. Bei der Bootstrap Schaltung multipliziert der Katodenfolger den gebootstrapten Widerstand (R10, R20) bis zum µ-fachen. Deshalb ist die ECC83 µ=100 als Bootstraptriode (V5, V10) eine gute Wahl.
Abschliessend zu den Erklärungen einzelner Stufen möchte ich noch einige Vorzüge des asymmetrischen Katodenfolgerverstärkers erwähnen. Er ermöglicht einen hochohmigen und rückwirkungsfreien Triodenverstärker mit Selbstlinearisierung. Die Cascodeschaltung ist zwar auch nahezu rückwirkungsfrei, allerdings arbeitet die "untere" Triode im Kurzschluss. Man bekommt also die Spannungs- Stromübertragungseigenschaften einer Pentode d.h. keine Selbstlinearisierung. Bei einer Katodenbasisstufe muss die Katode, wie auch immer, nach Masse verblockt werden. Dies und die damit verbundenen Probleme, entfallen beim asymmetrischen Katodenfolgerverstärker völlig. Jeder der hier erwähnten Vorteile, für sich allein genommen, rechtfertigt schon den Mehraufwand für einen Differenzverstärker.
Bauteilewerte für den triodengekoppelten RIAA Tonabnehmerverstärker 2007:
-vorläufig-
Widerstände:
R1_ 47K
R2_ 470R (optional)
R3_ 22K
R4_ 22K
R5_ 1K
R6_ 47K
R7_ 10K
R8_ 47K
R9_ 1Meg
R10_ 47K
R11_ 2M2
R12_ 22K
R13_ 22K
R14_ 10K
R15_ 47K
R16_ 22K
R17_ 1K
R18_ 47K
R19_ 1Meg
R20_ 47K
R21_ 27K
R22_ 2M2
R23_ 10K
R24_ 2K2
R25_ 470R
R26_ 2K7
R27_ 11K (zwei 22K Widerstände parallel)
R28_ 2K2 (optional)
RV1_ 22K
RV2_ 22K
Kondensatoren:
C1_ 220p (optional)
C2_ 4µ7
C3_ 100µ 63VDC
C4_ 4µ7
C5_ 1µF MK 50VDC
C6_ 22nF
C7_ 1µF MK 50VDC
C8_ 1µF MK 50VDC
C9_ 4µ7
C10_ 47µF 63VDC
C11_ 1µF MK 50VDC
C12_ 4µ7
C13_ 1µF MK 50VDC
C14_ 220pF
C15_ 1µF MK 50VDC
C16_ 4µ7
C17_ 47µF 63VDC
C18_ 100µF 16VDC
Trioden:
V1, V2, V5, V6, V9, V10_ ½_ECC83_12AX7
V3, V4, V7, V8 _½_ECC82_12AU7
Kurze Funktionsbeschreibung einzelner Bauelemente:
V1_Katodenfolger,V1 und V2 bilden asymmetrischen Katodenfolgerverstärker
V2_Katodeneingangsverstärker und Offsetausregelung
V3_Widerstandsmultiplizierer, hochohmiger Arbeitswiderstand für V2, Katodenfolger
V4_RIAA-Triode, erste Stufe der RIAA Entzerrung, Koppeltriode für Potentialausgleich
V5_Katodenfolger,V5 und V6 bilden asymmetrischen Katodenfolgerverstärker
V6_Katodeneingangsverstaerker und Offsetausregelung
V7_Widerstandsmultiplizierer, hochohmiger Arbeitswiderstand für V2, Katodenfolger
V8_ RIAA-Triode, zweite Stufe der RIAA Entzerrung, Koppeltriode für Potentialausgleich
V9_als Stromquelle(!) geschaltete Triode
V10_Katodenfolger
R1_Tonabnehmer Abschlusswiderstand
R2_HF-Entstörwiderstand (optional)
R3/C2_Glättung der Anodenspannung für V1
R4_Katodenwiderstand für den Katodenfolgerverstaerker aus V1 und V2
R5/C3_Glättung der Katodenspannung für die erste Verstärkerstufe
R6/R10_Katodenwiderstand für Koppeltriode V4, C8 Bootstrap Kondensator
R7/C4_Glättung der Anodenspannung für V3
R8_bestimmt den Arbeitspunkt für V2 und V3
R9/C5_Offset Spannungs Integrator
R10/R6_Katodenwiderstand für Koppeltriode V4, C8 Bootstrap Kondensator
R11_Gitterspannungsspeisewiderstand für die Koppeltriode V4
R12/C6_RIAA Zeitglied für die RIAA Triode V4
R13/C9_Glättung der Anodenspannung für V5
R14/C12_Glättung der Anodenspannung für V7
R15_ bestimmt den Arbeitspunkt für V2 und V3
R16_ Katodenwiderstand für den Katodenfolgerverstaerker aus V5 und V6
R17/C10_ Glättung der Katodenspannung für die zweite Verstaerkerstufe
R18/R20_ Katodenwiderstand für Koppeltriode V8, C15 Bootstrap Kondensator
R19/C11_ Offset Spannungs Integrator
R20/R18_ Katodenwiderstand für Koppeltriode V8, C15 Bootstrap Kondensator
R21/C14_ RIAA Zeitglied für die RIAA Triode V8
R22_ Gitterspannungsspeisewiderstand für die Koppeltriode V8
R23/C16_ Glättung der Anodenspannung für V10
R24_Katodenwiderstand für die Stromquelle mit V9
R25/C17_Glättung der Katodenspannung für V9
R26/R27_Gitterspannungsteiler für V9
R27/26_Gitterspannungsteiler für V9
R28_Ausgangswiderstand (optional)
C1_Tonabnehmer Abschlusskondensator
C2/R3_Glättung der Anodenspannung für V1
C3/R5_Glättung der Katodenspannung
C4/R7_Glättung der Anodenspannung für V3
C5/R9_Offset Spannungs Integrator
C6/R12_RIAA Zeitglied für die RIAA Triode V4
C7_Gitterspeisespannungsblock nach Katode V4
C8_Bootstrap Kondensator für die Koppeltriode
C9/R13_ Glättung der Anodenspannung für V5
C10/R17_ Glättung der Katodenspannung
C11/R19_ Offset Spannungs Integrator
C12/R14_Glättung der Anodenspannung für V7
C13_Gitterspeisespannungsblock nach Katode V8
C14/R21_ RIAA Zeitglied für die RIAA Triode V8
C15_Bootstrap Kondensator für die Koppeltriode
C16/R23_Glättung der Anodenspannung für V10
C17/R25_Glaettung der Katodenspannung für V9
C18_Glättung der an R26 abfallenden Gleichspannung
Hier die Schaltung der RIAA_2007.
Aufbau der RIAA 2007:
Die einzelnen Stufen werden Schritt für Schritt aufgebaut und
während des Aufbaus geprüft Bild; Bild; Bild; Bild.
Nachdem alle Stufen aufgebaut sind, werden die RIAA Zeitglieder mit der REZIP RIAA;inverse RIAA ausgeprüft. Jetzt kann das Netzteil mit der RIAA Vorstufe fest verbunden Bild; Bild und verdrahtet Bild; Bild werden. Nun wird ein Rahmen aus Holz Bild; Bild gefertigt indem Netzteil und RIAA -preamp gehalten werden. Beide Baugruppen werden in Gummi, schwingungsgedämpft, gelagert. Von oben habe ich Gewindestangen in die Befestigungslöcher für die Bodenabdeckungen geschraubt. So kann ich das ganze Gerät samt Röhren auf den Kopf stellen um bequem am Innenleben arbeiten zu können. Der Phono Eingang kann mit einem Schalter kurzgeschlossen werden. In Reihe zum Ausgang liegt ein (Um-)Schalter. Die Netzversorgung erfolgt über ein selbsthaltendes Relais.
Wird fortgesetzt...
Hier findet Ihr einen Loftin-White Verstärker dazu.
Zuletzt bearbeitet am 24. Januar 2009.
This work is licensed under a
Creative Commons Attribution-Noncommercial-No Derivative Works 2.0 Germany License.
Unterstützen Sie die Entwicklung weiterer Projekte mit einer Spende via paypal:
Making a donation with paypal:
